LC串联谐振型双向DC/DC变换器研究<sup>*</sup>

引用本文

罗敏, 梁晖. LC串联谐振型双向DC/DC变换器研究^* [J]. 电器与能效管理技术, 2020(2): 30-40.
LUO Min, LIANG Hui. Research of LC Series Resonant Bidrectional DC/DC Converter[J]. ELECTRICAL & ENERGY MANAGEMENT TECHNOLOGY, 2020(2): 30-40.
Doi:10.16628/j.cnki.2095-8188.2020.02.006 复制到剪切板

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LC串联谐振型双向DC/DC变换器研究^*

罗敏¹, 梁晖²

1.广东电网有限责任公司电力科学研究院,广东广州 510080

2.北京交通大学,北京 100044

作者简介：

罗敏(1985—),女,高级工程师,主要从事电动汽车及储能研究。
梁晖(1971—),女,副教授,研究方向为风力发电、光伏发电、微网变流器及DC/DC变换器等。

收稿日期: 2019-12-01

基金: * 广东电网公司科技项目(GDKJXM20161883)

摘要

针对传统双向DC/DC变换器开关管有源桥(DAB)存在回流功率大、软开关范围有限且开关管均在电流峰值处关断等问题,引入电感电容谐振网络,对LC串联谐振型DC/DC变换器进行研究。采用基波分析法建立了LC串联谐振型DAB变换器近似等效电路模型,推导了变换器的功率传输、输出电流表达式。详细阐述了其在移相控制方式下的工作原理、功率传输特性、软开关实现条件以及三种软开关。变换器在实现软开关的同时,谐振腔电流更接近于正弦,开关管关断电流较小,降低了关断损耗,并且可以改善系统电磁兼容特性。利用MATLAB/Simulink仿真软件验证了LC串联谐振型DAB变换器的原理和控制方法的正确性,最后搭建硬件实验平台,实验结果验证了电路拓扑原理及其控制策略的正确性和可行性。

关键词: 双向DC/DC变换器; 串联谐振; 移相控制; 基波分析法

中图分类号:TM464 文献标志码:A 文章编号:2095-8188(2020)02-0030-11 doi: 10.16628/j.cnki.2095-8188.2020.02.006

Research of LC Series Resonant Bidrectional DC/DC Converter

LUO Min¹, LIANG Hui²

1.Electric Power Research Institute,Guangdong Power Grid Co.,Ltd.,Guangzhou 510080,China

2.Beijing Jiaotong University,Beijing 100044,China

Abstract

The traditional bidirectional DC/DC converter has large backflow power,limited soft switch range and switch off at peak current.On the basis of the original circuit,a resonance network was introduced to study LC series resonant DC/DC converter.The approximate equivalent circuit model of LC series resonant DAB converter was established by fundamental wave analysis,and the expressions of power transmission and output current of the converter were derived.The working principle,power transmission characteristics,soft switching conditions and three kinds of soft switching modes were described.Compared with the non resonant DAB converter,the LC series resonant DAB converter is more close to the sinusoidal,the switch off current is smaller,the switching loss is reduced,and the system EMC characteristics can be improved.Through MATLAB/Simulink simulation software,it validated the principle and control method of the system.The utilization and efficiency of the system performance were validated by the experimental results.

Keyword: bidirectional DC-DC converter; series resonant; phase-shifting control; funda mental wave analysis

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0 引言

近年来, 随着电力电子技术以及新型材料如碳化硅(SiC)^{[1, 2]}等的快速发展, 隔离型双向DC/DC变换器因其能量双向传递、实现电气隔离等特点得到越来越多的关注, 较多应用于电池储能、新能源发电、电动汽车、直流不停电电源系统、电力电子变压器、航空电源等领域^{[3, 4, 5, 6, 7, 8]}。但传统电压源型双向有源桥(Dual Active Bridge, DAB)变换器存在回流功率大、软开关范围有限且开关管均在电流峰值处关断等缺点。

为尽可能减小变换器体积和重量, 提高功率密度和效率, 提高开关管的工作频率是有效途径。随着开关频率的提高, 开关管的开关损耗在硬开关状态下会随着开关频率的提高而增大, 且存在电磁干扰等问题。软开关技术则能在很大程度上改善双向DC/DC变换器的性能, 可以减小开关损耗, 降低开关器件的电压/电流应力, 提高变换器的工作效率, 使得变换器的高频化成为可能。因此, 近年来对双向DC/DC变换器的研究便集中于如何在高频化的同时使用软开关技术来降低开关管的开关损耗, 从而提高变换器效率。为拓展隔离型双向DC/DC变换器的软开关范围, 提高轻载时变换器的效率, 人们提出了多种新型控制策略^{[9, 10, 11]}。

谐振型DC/DC变换器因其具有零电压关断(Zero-Voltage Switching, ZVS)、零电流关断(Zero-Current Switching, ZCS)软开关的特点, 成为当今研究的热点。在单向DC/DC变换器中, 谐振技术是实现软开关的重要方式, 控制理论相对成熟^[9]。主要利用电感和电容组成谐振网络, 使开关器件在电压或电流过零点进行切换实现开关管的软开关。

同样可在双向DC/DC变换器中引入谐振网络以扩大软开关范围, 减小开关损耗。LLC型^{[12, 13]}、LCL型^[14]、CLLC^{[15, 16]}、CLLLC^[17]等复合谐振DC/DC变换器双向功率传输速度较慢, 且较多的谐振元件会影响整个变换器的体积。LLC谐振变换器可以实现全负载范围的软开关^{[18, 19, 20]}, 但是为减小输出电流纹波, 增加了输出滤波电容, 由于电路结构的不对称性, 功率在进行双向传递时, 电路需要特殊处理, 如外加切换开关等^[21], 控制较为复杂。

在对传统DAB变换器的研究基础上, 引入LC串联谐振网络, 以一种串联谐振型双向DC/DC变换器为研究对象, 在移相控制策略下, 传输电流呈正弦波或准正弦波, 能减小开关管关断电流、关断损耗以及变压器的涡流损耗, 进一步提高变换器效率, 扩大软开关范围, 而且有利于改善系统电磁兼容性。

本文首先阐述了传统双向DC/DC变换器的基本工作原理。其次利用基波分析法, 建立串联谐振双向DC/DC变换器等效电路, 分析了串联谐振DC/DC变换器的工作原理以及其软开关实现情况。最后搭建了系统仿真模型和硬件实验平台, 通过仿真结果和实验波形验证了该系统的正确性和有效性。

1 传统DAB变换器基本工作原理

为更好地分析LC串联谐振型DC/DC变换器的原理, 首先简单分析DAB变换器的基本工作原理。

忽略励磁回路的影响, 传统DAB变换器的等效电路图如图1所示, 主要利用变压器的漏感来进行功率传递, 通过全桥移相来控制一、二次侧H桥的驱动脉冲以产生具有相移的方波信号, 功率从超前电压方波一侧向滞后电压方波一侧传递, φ ₁是一、二次侧脉冲的相角差, 即移相角。通过调节移相角进一步来控制端口之间功率的流动。全桥对角上的开关管以50%的固定占空比同时导通或关断, 在变压器一、二次侧形成50%占空比的方波。

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	图1 传统DAB变换器的等效电路图

当功率由u'_p流向u_s时, 变换器工作在正向传递模式, 此时0< φ ₁< π , 一次侧开关管的驱动信号超前二次侧开关管。反之, 当功率由u_s流向u'_p时, 变换器在工作反向传递模式, 此时-π < φ ₁< 0, 一次侧开关管的驱动信号滞后于二次侧开关管。DAB变换器主要波形如图2所示。图2(a)和图2(b)分别为移相控制下变换器功率正向、反向传递工作时的主要波形。

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	图2 DAB变换器主要波形

设变压器的一、二次侧的匝数比为N_T, T为半个开关周期的时间, f为开关管的工作频率。

以功率正向传递为例, 根据图2(a)可得到变压器二次侧电流i_L以及滤波电容前电流i₂的分段

表达式分别为

$\begin{array}{l} i_{L} (t) = \\ \{\begin{array}{l} I_{t_{0}} + \frac{U_{1} / N_{T} + U_{2}}{L} t, t \in [t_{0}, t_{2}] \\ I_{t_{0}} + \frac{U_{1} / N_{T} + U_{2}}{L} (t_{2} - t_{0}) + \frac{U_{1} / N_{T} - U_{2}}{L} (t - t_{2}), \\ t \in [t_{2}, t_{3}] \\ I_{t_{3}} + \frac{- U_{1} / N_{T} - U_{2}}{L} (t - t_{3}), t \in [t_{3}, t_{5}] \\ I_{t_{3}} + \frac{- U_{1} / N_{T} - U_{2}}{L} (t_{5} - t_{3}) + \frac{- U_{1} / N_{T} + U_{2}}{L} (t - t_{5}), \\ t \in [t_{5}, t_{6}] \end{array} \end{array}$ (1)

$\begin{array}{l} i_{2} (t) = \\ \{\begin{array}{l} I_{t_{0}} + \frac{U_{1} / N_{T} + U_{2}}{L} (t_{2} - t_{0}) + \frac{U_{1} / N_{T} - U_{2}}{L} (t - t_{2}), \\ t \in [t_{2}, t_{3}] \\ I_{t_{3}} + \frac{- U_{1} / N_{T} - U_{2}}{L} (t - t_{3}), t \in [t_{3}, t_{5}] \end{array} \end{array}$ (2)

式中: I_t0、I_t2、I_t3— — 电感电流在t₀、t₂、t₃时刻的瞬时值。

定义D₁为移相占空比。

$D_{1} = \frac{φ_{1}}{π}$ (3)

根据电感电流波形的对称性可知:

$\begin{matrix} t_{2} - t_{0} = t_{5} - t_{3} = D_{1} T \end{matrix}$ (4)

$\begin{matrix} t_{3} - t_{0} = t_{5} - t_{2} = T \end{matrix}$ (5)

可得到功率正向传输时, 二次侧输出直流电流I₂和平均输出功率P₂分别为

$\begin{matrix} I_{2} = \frac{1}{T} \int_{t_{2}}^{t_{5}} i_{2} (t) d t = \frac{U_{1} D (1 - D)}{2 Lf N_{T}} (0 < D < 1) \end{matrix}$ (6)

$\begin{matrix} P_{2} = U_{2} I_{2} = \frac{U_{2} U_{1} D (1 - D)}{2 Lf N_{T}} (0 < D < 1) \end{matrix}$ (7)

由以上公式可知, 当开关频率、变压器匝比和漏感一定时, 每一个DAB变换器的输出电流I₂由D₁和U₁决定, 输出功率P₂由U₁、U₂及D₁决定。功率反向传递时推导类似。

2 LC串联谐振型DC/DC变换器原理分析

由以上分析可知, 通过移相控制策略可以实现对直流侧电流的闭环控制, LC串联谐振型DC/DC变换器可借鉴传统DAB变换器的移相控制策略。

电压源型+电压源型LC串联谐振双向DC/DC变换器的电路拓扑图如图3所示。与传统电压源型DAB变换器类似, 由两个全桥变换器H1、H2、LC串联谐振腔和隔离变压器构成。L_r为隔离变压器的一、二次侧等效漏感及外加电感之和, 也是谐振电感, C_r为谐振电容, 同时还作为隔直电容, 能有效阻隔谐振电流中的直流分量, 避免由功率器件开关速度不同等问题带来的伏秒不平衡而导致的变压器饱和现象。

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	图3 电压源型+电压源型LC串联谐振双向DC/DC变换器的电路拓扑图

多数情况下, 高次谐波分量对变换器的功率传输特性影响可近似忽略, 即认为只有开关频率级的基波分量才能传输功率, 所以可以采用基波分析法对LC串联谐振型DAB变换器的功率传输特性等进行阐述。等效分析如图4所示。其中, u_p和u'_s是一次侧桥口电压以及等效到一次侧的二次侧桥口电压, 其基波电压分别为 ${u_{p}}_{1}$ 和u'_s1, 桥间移相角为φ ₁, 同时也是基波的移相角。开关管的工作角频率为ω _s, 谐振角频率为ω _r, i_r为电感电流, C'_r1和L'_r1为折算到一次侧的等效谐振电容和等效谐振电感。

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	图4 LC谐振型DAB变换器等效分析模型

针对串联谐振型DC/DC变换器的控制策略研究主要分为两类:一类是变频控制, 另一类是定频控制。变频控制是通过改变开关管的工作频率f_s和谐振频率f_r的相对关系, 从而调整谐振腔的阻抗以达到调压的目的。

定义谐振腔的阻抗Z_L为

$Z_{L} = ω_{s} L_{r} - \frac{1}{ω_{s} C_{r}}$ (8)

当f_s与f_r的相对关系发生变化时, 就会影响谐振腔电流与桥口交流电压的相位关系, 串联谐振变换器工作方式和开关管软开关情况也会随之改变。当f_s< 0.5f_r时, 电流会出现断续。当0.5f_r< f_s< f_r时, Z_L为负呈容性, 则谐振电流会超前桥口电压, 开关管强迫开通, 零电流关断ZCS。当f_r< f_s时, Z_L为正呈感性, 谐振电流滞后于桥口电压, 开关管零电压关断ZVS。

定频控制主要是指移相控制, 与传统电压源型DAB变换器的控制策略相同, 即所有开关管均以相同的开关频率工作, 控制两个单元桥之间的移相角度来实现功率的传递。定频的移相控制方式更便于设计磁性元件。一般MOS管的寄生电容较大, 因易产生容性开通问题, 所以其开通损耗比关断损耗要大。在传统移相控制策略下, 开关管选取工作频率较高的MOSFET, 一般选取f_s高于f_r, 以实现开关管ZVS。

2.1 工作模态分析

LC串联谐振型DAB变换器主要波形如图5所示。以功率从U₁侧向U₂侧正向传递为例, 且以一次侧参量全部等效到二次侧为参考, 详细分析各个模态下开关管的工作情况。正向工作模态图如图6所示, 其中一个完整周期可以划分为6个工作模态, 其中不参与工作的部分用虚线标出。

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	图5 LC串联谐振型DAB变换器主要波形

Stage 1(t₀-t₁) 如图6(a)所示。在此时间段内, 流过谐振腔的电流i_r为负, 谐振腔存储的能量通过变压器一次侧H1桥的开关管S1、S4的反并联二极管VD1、VD4续流释放到二次侧电源, 通过H2桥的开关管S5、S8的反并联二极管VD5、VD8释放到二次侧电源。谐振腔两端电压为U_p=U₁, U_s=-NU₂, 则 ${U_{L}}_{C}$ =(U₁+NU₂)/N, 故流过谐振腔的负电流持续减小。

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	图6 正向工作模态图

Stage 2(t₁-t₂) 如图6(b)所示。t₁时刻, H2单元桥中开关管S5、S8的结电容开始向S5、S8释放能量, 所以S5和S8硬开通, 在此时间段内, 电流i_r继续通过H1桥中开关管S1、S4的反并联二极管VD1和VD4续流, U_p=U₁, U'_s=NU₂, 则谐振腔两端电压 ${U_{L}}_{C}$ =(U₁-NU₂)/N, 谐振腔的电流持续减小到零。

Stage 3(t₂-t₃) 如图6(c)所示。t₂时刻, 负电流i_r减小到0, H₁单元桥中的开关管S1、S4的反并联二极管VD1、VD4截止, 开关管S1、S4实现ZVS开通, H₂桥中S5、S8的电流自然减小到0, 实现了ZCS关断, 其反并联二极管D₅、D₈续流导通。在此时间段内, 谐振腔的电流反向继续增加, 谐振腔右侧电压U’ _s=NU₂, 电感L左侧电压U_p=U₁, 故此时 ${U_{L}}_{C}$ =(U₁-NU₂)/N, 由于U₁> NU₂, 故流过电感的电流继续上升。

Stage 4(t₃-t₄) 如图6(d)所示。在t₃时刻, 变压器H1单元桥中开关管S1、S4硬关断, 则电流通过开关管S2、S3的反并联二极管VD2、VD3续流。在此时间段内, 电流i_r继续通过H2桥中开关管S5、S8的反并联二极管VD5和VD8续流, 谐振腔左侧电压U_p=-U₁, 此时电感两端承受的负电压为 ${U_{L}}_{C}$ =(-U₁/N-U₂)/N, 电流开始下降。

Stage 5(t₄-t₅) 如图6(e)所示。在此时间段内, 电流继续流过开关管S2、S3的反并联二极管VD2、VD3, H2桥中的S6、S7的电容能量开始向S6、S7释放能量, 故S6、S7是硬开通。U_p=-U₁, U'_s=-U₂, 则谐振腔两端电压 ${U_{L}}_{C}$ =(-U₁+NU₂)/N, 又-U₁< NU₂, 谐振腔的电流持续减小到零。

Stage 6(t₅-t₆) 如图6(f)所示。t₅时刻, 电流i_r减小到0, H1单元桥中的开关管S2、S3的反并联二极管VD2、VD3截止, 开关管S2、S3实现ZVS开通, H2桥中S6、S7的电流自然减小到0, 实现了ZCS关断, 其反并联二极管VD6、VD7续流导通。在此时间段内, 谐振腔的电流反向继续增加, 谐振腔右侧电压U_s=-U₂, 电感L左侧电压U_p=-U₁, 故此时U_L=(-U₁+NU₂)/N, 由于U₁> NU₂, 故流过电感的电流继续反向上升。

当功率由U₂向U₁传输时, 即为反向工作模式, 结合图6(b)和图4, 同正向工作模式分析方法类似, 在此不再赘述。

2.2 传输功率分析

为便于分析, 将二次侧参量等效到一次侧, 并将参量标幺化, 基准值分别为

$U_{b} = U_{1}, Z_{b} = R'_{L}, I_{b} = \frac{U_{b}}{Z_{b}}$ (9)

式中: R'_L— — 等效阻抗。

以图5(a)中的正向工作模式为例, 此时功率为正向传输, β 和θ 分别为电流i_r与一、二次侧变换器桥口输出电压u_p和u'_s的相位差, 且θ =β -φ ₁, 可得其基波电压为

$\begin{matrix} u_{p 1}^{*} (t) = \frac{4}{π} \sin ω_{s} t \end{matrix}$ (10)

$\begin{matrix} u'_{s 1}^{*} (t) = \frac{4 M}{π} \sin \sin (ω_{s} t - φ_{1}) \end{matrix}$ (11)

$\begin{matrix} M = \frac{N U_{2}}{U_{1}} \end{matrix}$ (12)

式中: M— — 电压转换率, 分为M=1(Balance)模式, M> 1(Boost)模式, M< 1(Buck)模式。

$F = \frac{f_{s}}{f_{r}} = \frac{ω_{s}}{ω_{r}}$ (13)

$Q = \frac{ω_{r} {L'}_{r 1}}{{R'}_{L}}$ (14)

$X_{L_{r 1}'}^{*} = \frac{ω_{s} {L'}_{r 1}}{{R'}_{L}} = QF$ (15)

${X^{*}}_{C r 1'} = \frac{1}{{R'}_{L} ω_{s} {C'}_{r 1}} = - \frac{Q}{F}$ (16)

$X^{*} = {X'}_{L_{r 1}} + {X'}_{C_{r 1}}$ (17)

式中: F— — 系统的谐振频率偏离开关频率的程度, 取大于1;

Q— — 电路的品质因数。

式(14)~式(16)表示谐振电感和谐振电容的标幺值以及总谐振阻抗值, 结合图4, 可求得谐振电流为

$\begin{array}{l} i_{r}^{*} (t) = \frac{u_{p 1}^{*} (t) - u'_{s 1}^{*} (t)}{X^{*}} = \\ \frac{\frac{4}{π} \sin (ω_{s} t - 90) - \frac{4 M}{π} \sin (ω_{s} t - φ_{1} - 90)}{X^{*}} \end{array}$ (18)

输出侧的瞬时功率为

$\begin{array}{l} P^{*} (t) = u'_{s 1}^{*} (t) \cdot i_{r}^{*} (t) = \\ \frac{16 M}{π^{2} X^{*}} [\frac{M}{2} \sin 2 (ω_{s} t - φ_{1}) - \sin (ω_{s} t - φ_{1}) \cos ω_{s} t] \end{array}$ (19)

LC串联谐振型DAB变换器的输出侧平均功率为

$\begin{array}{l} P^{*} = \frac{1}{T} \int_{0}^{T} P^{*} (t) d t = \\ \frac{8 M}{π^{2} Q (F - \frac{1}{F})} \sin φ_{1} = \frac{8 M}{π^{2} Q (F - \frac{1}{F})} \sin (π D) \end{array}$ (20)

由式(20)可以看出, 当变换器的参数确定后, 其传输功率的大小仅与移相角度φ ₁大小有关, 当φ ₁为正时, 功率正向传输, 当φ ₁为负时, 功率反向传输。

2.3 软开关特性和条件分析

LC串联谐振型DAB变换器的软开关区域求解方法与传统DAB变换器类似。以图5(a)所示变换器正向传输功率的波形为例, 可知桥Hl和桥H2的开关管均实现软开关的必要条件为

$i_{2} (t) = \{\begin{array}{l} i_{L_{r 1}}^{*} (0) < 0 \\ i_{L_{r 1}}^{*} (φ / ω_{s}) > 0 \end{array}$ (21)

将式(19)代入式(21)可得

$\{\begin{array}{l} i_{L_{r 1}}^{*} (0) = {\frac{\frac{4}{π} \sin (ω_{s} t - 90) - \frac{4 M}{π} \sin (ω_{s} t - φ_{1} - 90)}{X}|}_{t = 0} = \\ \frac{4 (- 1 + M \cos φ_{1})}{π X} < 0 \\ i_{L_{r 1}}^{*} (\frac{φ_{1}}{ω_{s}}) = {\frac{\frac{4}{π} \sin (ω_{s} t - 90) - \frac{4 M}{π} \sin (ω_{s} t - φ_{1} - 90)}{X}|}_{t = \frac{φ_{1}}{ω_{s}}} = \\ \frac{4 (M - \cos φ_{1})}{π X} > 0 \end{array}$ (22)

即应满足:

$\{\begin{array}{l} - 1 + M \cos φ_{1} < 0 \\ M - \cos φ_{1} > 0 \end{array}$ (23)

$\begin{matrix} \{\begin{array}{l} M < \frac{1}{\cos (π D)} \\ M > \cos (π D) \end{array} \end{matrix}$ (24)

根据式(24)绘制不等式区域, LC串联谐振型DAB变换器软开关区域图如图7所示。由图7可知, LC串联谐振型DAB变换器有3种软开关模式。LC串联谐振型DAB变换器的3种软开关类型如图8所示。结合图8, 具体分析如下。

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	图7 LC串联谐振型DAB变换器软开关区域图

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	图8 LC串联谐振型DAB变换器的3种软开关类型

(1)类型1。图8(a)中, 谐振电流i_r在t₀和t(φ ₁/ω _s)时刻均为负电流, 则根据软开关判断条件以及工作模态分析可知, 此时H1桥的开关管在t₀时刻实现ZVS开通, H2桥的开关管强迫开通。同样可以看出, H1桥的开关管是强迫关断, H2单元桥的开关管是ZCS关断。该类型软开关区域属于图7中的A, 即M> 1时。

(2)类型2。图8(b)中, 谐振电流i_r在t₀时刻电流为负, 在t(φ ₁/ω _s)时刻电流为正, 即满足H1和H2单元桥中的开关管均能实现ZVS的条件。具体软开关区域如图7中C和D所示, 即M=1时。但此时两个单元桥的开关管均为硬关断。

(3)类型3。图8(c)中, 谐振电流i_r在t₀和t(φ ₁/ω _s)时刻均为正电流, 故H2桥在t(φ ₁/ω _s)时刻实现ZVS开通, H1桥开关管在t₀时刻强迫开通, 且H1桥的开关管是ZCS关断, H2单元桥的开关管强迫关断。两个单元桥内的开关管满足实现ZVS条件如图7中区域B, 此时M< 1。

由上述分析可知, 与传统DAB变换器相比, 谐振型DAB变换器的电流i_r更接近于正弦波。两者在实现ZVS开通的同时, 开关管关断均为强迫关断, 但电压源型DAB变换器中在电流i_r的峰值处关断, 而谐振型DAB变换器的开关管由于谐振网络的存在, 使电流正弦化, 从而得到较小的硬关断电流。综上可知, LC谐振型DAB变换器可以减小开关器件的开关损耗, 同时具有改善变换器电磁兼容的特性。

3 移相控制策略

通过移相控制策略来闭环控制直流侧电流, 将一次侧设为参考端口0, 以该端口输出电压相位为零相位, 二次侧脉冲相对一次侧脉冲产生相移, 在二次侧端口设置1个PI控制器, 根据输出需要的电流设置参考值及实际采样值, 控制框图如图9所示, 其中直流电流的给定值为 $I_{1}^{*}$ 。

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	图9 控制框图

4 仿真验证分析

通过MATLAB/Simulink搭建LC串联谐振型DAB变换器的仿真平台, 针对不同电压转换率、不同电流、不同谐振频率条件下的仿真波形进行分析, 并与传统电压源型DAB变换器进行比较。对系统参数进行如下说明和设定:一次侧直流侧电压U₁, 二次侧直流侧电压U₂, 通过控制二次侧直流侧电流I₂, 仿真中以I₂流出U₂正极为参考方向, 其给定电流为 $I_{2}^{*}$ 。具体仿真参数如表1所示。

表1 具体仿真参数

参数	参数值
变压器一、二次侧匝数比 ${N_{T}}_{(}_{i}_{)}$	1:1
谐振电感 L_r/μ H	55
开关管工作频率 f_s/kHz	20
谐振电容 C_r1/μ F	3
谐振电容 C_r2/μ F	1.42

表1 具体仿真参数

首先对谐振型DAB变换器的3种软开关情况进行仿真验证。

(1)M=1, U₁=45 V, U₂=45 V, $I_{2}^{*}$ =-5 A。Balance模式下功率正向传递的主要波形如图10所示。其中图10(a)从上而下分别为一次侧变换器桥口输出电压u_p、二次侧变换器桥口输出电压u_s和谐振腔电流i_r。图10(b)从上而下分别为一次侧直流侧滤波前电流i₁、谐振腔电流i_r和二次侧直流侧电流I₂。图10(c)中实线表示一次侧开关管S1的脉冲信号, 虚线表示流过MOS管的电流。图10(d)中实线表示二次侧开关管S5的脉冲信号, 虚线表示流过MOS管的电流。

从图10(a)可以看出, u_s滞后于u_p, 符合功率传递方向。此时一次侧的直流侧电压匹配, 谐振腔电流呈近似正弦状。从图10(b)可以看出, I₂达到给定电流值, 实现闭环稳定控制。从图10(c)可以看出, 开关管S1导通即U_DS=0期间, 流过S1的电流从负变正, 二极管VD1导通之后换流到开关管S1, 故S1实现了ZVS开通。从图10(d)可以看出, S5也实现了ZVS开通。仿真波形图证明了在M=1的条件下, 且二次侧变换器中所有开关管均可实现第二种软开关模式。

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	图10 Balance模式下功率正向传递的主要波形

(2)M> 1, U₁=38 V, U₂=45 V, $I_{2}^{*}$ =-1.5 A。Boost模式下LC串联谐振型DAB功率正向传递轻载时主要波形如图11所示。根据图11并结合软开关区域图, 在移相角较小的轻载条件下u_s滞后于u_p, 电流正弦度更好。此时谐振型DAB变换器属于第三种软开关模式, S1不能实现ZVS开通, 但是满足ZCS关断条件, 而S5满足ZVS开通的条件。证明了M> 1时, 轻载时, 二次侧开关管都能实现ZVS开通, 而一次侧开关管不能实现ZVS开通。

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	图11 Boost模式下LC串联谐振型DAB功率正向传递轻载时主要波形

(3)M< 1, U₁=52 V, U₂=45 V, $I_{2}^{*}$ =-1.5 A。Buck模式下LC串联谐振型DAB功率正向传递轻载时主要波形如图12所示。在轻载条件下, 结合图12可知, 变换器处于第一种软开关模式。此时一次侧单元桥的开关管都能实现ZVS开通, 而二次侧开关管不满足ZVS的条件。

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	图12 Buck模式下LC串联谐振型DAB功率正向传递轻载时主要波形

其次在相同传输功率条件下, 对传统电压源型DAB变换器和谐振型DAB变换器进行比较。变换器在Balance模式下功率正、反向传输时的主要波形分别如图13和图14所示。

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	图13 Balance模式下功率正向传递的主要波形

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	图14 Balance模式下功率反向传递的主要波形

当功率反向传输时, S1和S5的脉冲电流波形与功率正向传输时S5和S1的波形类似。故后面将主要以功率正向传输为例。

由图13、图14的波形可知, 在相同传输功率和一、二次侧的电压匹配的条件下, 两种变换器均为ZVS开通以及硬关断, 谐振型DAB变换器一、二次侧开关管均不在峰值处关断, 且关断电流低于传统电压源型DAB变换器。

两个变换器在M≠ 1时的主要波形图比较分别如图15、图16所示。

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	图15 Boost模式下功率正向传递的主要波形

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	图16 Buck模式下功率正向传递的主要波形

由图15、图16可以看出, 在传输相同功率和M≠ 1的条件下, LC串联谐振型DAB变换器一、二次侧开关管均不在峰值处关断, 关断电流低于传统电压源型DAB变换器, 且谐振电流峰值以及回流功率低于传统电压源型DAB变换器的电感电流峰值。

最后, 不同谐振频率下传输相同功率时, 对不同谐振频率的DAB变换器仿真波形进行分析比较。3种不同模式下功率正向传递的主要波形分别如图17~图19所示。图17~图19左侧均为谐振频率为18 kHz的波形, 右侧均为12.4 kHz的波形。

由图17可知, 在相同传输功率和M=1的条件下, 两种变换器均为ZVS开通以及硬关断, 谐振频率越高, 其关断电流和回流功率越小, 同时带来峰值的增大。由图18、图19可知, 在传输相同功率和M≠ 1的条件下, 谐振频率越高, 其等效阻抗越低, 其谐振腔电流峰值越大, 开关管关断电流与回流功率均增大。

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	图17 Balance模式下功率正向传递的主要波形

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	图18 Boost模式下功率正向传递的主要波形

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	图19 Buck模式下功率正向传递的主要波形

5 实验

基于对LC谐振型双向DC/DC变换器的工作原理的分析以及控制策略的研究, 搭建了基于TMS320F28335数字控制的功率实验平台, 系统硬件平台如图20所示。一、二次侧电压源采用三元材料电池, 电池电压充放电会在一定范围内波动。

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	图20 系统硬件平台

系统参数设定如下:通过控制二次侧直流侧电流I₂。实验中以I₂流出U₂正极为参考方向, 其给定电流为 $I_{2}^{*}$ 。具体实验参数如表2所示。

表2 实验参数表

5.1 M=1(Balance)模式

M=1时功率双向传输如图21所示。由图21(a)可知, 二次侧变换器输出电压u_s滞后于一次侧变换器输出电压u_p, φ ₁> 0即U₁功率传向U₂, 功率正向传输。闭环控制电流I₂达到给定值, 谐振腔电流i_r不再呈线性, 而是接近于正弦波。图21(b)为功率正反向工作模式下M=1时的LC串联谐振型DAB变换器的主要波形。

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	图21 M=1时功率双向传输

电感电流的标记处也对应开关管的关断电流, 与传统电压源型DAB变换器的峰值关断电流相比, 其关断电流不在峰值处关断。电流探头的频率响应较低, 存在2~3 μ s的滞后。根据式(22)结合图21(a)可知, 此时一、二次侧变换器中所有开关管均可实现ZVS开通, 属于第二种软开关类型。

由图21(b)可知, 二次侧变换器输出电压u_s超前于一次侧变换器输出电压u_p, φ ₁< 0即U₂功率传向U₁, 功率反向传输, 符合所推功率公式(20)。闭环控制电流I₂能够达到给定值, 谐振腔电流i_r接近于正弦波。关断电流不在峰值处关断, 开关管关断电流同样减小。由式(22)和图21(b)可知, 所有开关管均实现ZVS开通, 属于第二种软开关模式。

5.2 M> 1(Boost)模式

M> 1时功率双向传输如图22所示。由图22可以看出, 电流波形更接近于正弦波。关断电流不在峰值处关断, 此时不属于轻载情况, 结合波形图和软开关公式可知, 一、二次侧变换器中所有开关管均可实现ZVS开通, 属于第二种软开关类型。

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	图22 M> 1时功率双向传输

5.3 M< 1(Buck)模式

M< 1时功率双向传输如图23所示。与传统电压源型DAB变换器相比, 关断电流更小。

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	图23 M< 1时功率双向传输

6 结语

本文以LC串联谐振型DAB变换器为研究对象, 首先采用基波分析法建立了该变换器的近似等效电路模型, 推导了变换器功率传输的表达式。详细阐述了LC串联谐振型DAB变换器在传统单移相控制方式下的工作原理、功率传输特性、软开关实现情况。完成了LC串联谐振型DAB变换器仿真, 并证明了该控制策略的正确性和有效性。在传输相同功率和不同电压转换率下, 与传统电压源型DAB变换器进行比较, 谐振型DAB变换器具有更小的关断电流。最后, 由实验验证了上述内容的正确性和可行性。

参考文献

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2014

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... 0 引言近年来,随着电力电子技术以及新型材料如碳化硅(SiC)^[1,2]等的快速发展,隔离型双向DC/DC变换器因其能量双向传递、实现电气隔离等特点得到越来越多的关注,较多应用于电池储能、新能源发电、电动汽车、直流不停电电源系统、电力电子变压器、航空电源等领域^{[3,4,5,6,7,8]} ...

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杜春水, 张承惠, 陈阿莲, 等. 光伏高效软开关DC/DC变换器的数字化控制与实现[J]. 电工技术学报, 2011, 26(8): 57-63.

To satisfy the need of the high input voltage in three-phase grid-connected photovoltaic (PV) inverter, overcome the shortage of power frequency isolation transformer severe material consumes. An improved boost-voltage phase-shifted full-bridge soft switching converter is presented. It has two step-up windings rectifiers in series and one step-down winding in series with a linear reactor. The former is used to increase the output voltage; the latter is used to ensure the devices soft switching in the full power scope. Firstly, its principle is analyzed with detail. Secondly, an asymmetrical digital phase-shift pulse width modulation (PWM) control scheme and the implement method are given. The last, the control software is designed, and a prototype is completed. Experimental results show that the control scheme is feasible, the converter has high efficiency.

Shandong University Jinan 250061 China

为满足三相光伏并网逆变器高输入电压的需求, 克服其工频升压隔离变压器耗材严重的不足, 本文提出了一种新型的高频变压器隔离升压软开关变换器, 它通过两个升压绕组串联整流提高输出电压, 一个降压绕组串联换流电感实现了全功率范围内变换器的软开关。文中首先分析了其工作原理, 然后给出了一种非对称数字移相脉冲宽度调制控制策略和实现方法, 最后设计并制作了工程样机。实验结果表明, 该变换器控制方案合理, 工作效率高。

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... 为拓展隔离型双向DC/DC变换器的软开关范围,提高轻载时变换器的效率,人们提出了多种新型控制策略^[9,10,11] ...

... 在单向DC/DC变换器中,谐振技术是实现软开关的重要方式,控制理论相对成熟^[9] ...

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... 为拓展隔离型双向DC/DC变换器的软开关范围,提高轻载时变换器的效率,人们提出了多种新型控制策略^[9,10,11] ...

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... 为拓展隔离型双向DC/DC变换器的软开关范围,提高轻载时变换器的效率,人们提出了多种新型控制策略^[9,10,11] ...

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陈申, 吕征宇, 姚伟. LLC谐振型软开关直流变压器的研究与实现[J]. 电工技术学报, 2012, 27(10): 163-169.

DC-DC converter has two basic types, including the regulated DC-DC converter and the unregulated DC-DC transformer. LLC resonant converter is a kind of practical soft-switching DC-DC converter, with the research focusing on the regulated form named regulated LLC resonant DC-DC converter. In order to increase the practical topology of soft-switching and high-efficiency DC-DC transformer, the unregulated form of LLC resonant DC-DC converter named LLC resonant DC-DC transformer is studied in this paper. The design method is proposed by the gain curve analyze of LLC resonant DC-DC transformer, and the load characteristics of gain and efficiency of the DC-DC transformer is analyzed specializing for optimal design. Finally, a LLC resonant DC-DC transformer protype is designed and bulit up. The experimental results verify the correctness and validity of this design method and the load characteristics analysis.

1. Zhejiang University Hangzhou 310027 China 2. Zhejiang Water Conservancy and Hydropower College Hangzhou 310018 China

直流变换器分为输出稳压的直流变换器和输出电压不调节的直流变压器两种基本类型。LLC谐振变换器是一种实用的软开关直流变换器, 研究的重点集中在输出稳压形式——输出稳压的LLC谐振变换器。通过对LLC谐振型直流变压器的增益特性曲线的分析, 提出了LLC谐振型软开关直流变压器的设计方法, 并完成了对优化设计具有指导意义的直流变压器的增益和效率的负载特性分析。最后, 研制了一台LLC谐振型直流变压器样机, 实验结果表明了设计方法和负载特性分析的有效性和准确性。

... LLC型^[12,13]、LCL型^[14]、CLLC^[15,16]、CLLLC^[17]等复合谐振DC/DC变换器双向功率传输速度较慢,且较多的谐振元件会影响整个变换器的体积 ...

2013

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胡海兵, 王万宝, 孙文进, 等. LLC谐振变换器效率优化设计[J]. 中国电机工程学报, 2013, 33(18): 48-56.

The LLC resonant converter topology is widely used in DC-DC conversion applications due to its advantages in achieving high efficiency and high power density. However, due to the complexity in the analysis, the converter lacks a clear design guideline on the selection of resonant tank parameters. In this paper, an optimization method is developed based on the operation mode analysis and peak gain placement. Following this approach, the converter can minimize the conduction losses while maintaining the required gain range. A 400W, 400V output and 25~38V input LLC converter is built using the proposed method, As a comparison, the conventional searching method is used to reselect the LLC parameters for the same specifications, and the experimental results show that the optimal design has better performance and peak efficiency can reach over 98%.

Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion (Nanjing University of Aeronautics & Astronautics), Nanjing 210016, Jiangsu Province, China

由于LLC谐振变换器拓扑具有高效率和高功率密度的优势，广泛应用于DC-DC变换器场合。但是由于谐振过程分析的复杂性，关于谐振回路参数的选择，LLC变换器缺少一种明确的设计方法。在基于工作模态以及谐振腔电流分析的基础上，提出峰值增益配置的优化设计法。通过该方法，变换器可以在要求增益的范围内将导通损耗最小化。搭建一台400W、400V输出，25~38V输入的LLC变换器。为验证本文优化设计方法的正确性，在减少谐振电容的同时采用搜寻的方法依据优化原则重新选择LLC的其他参数，实验结果表明，提出的优化设计法具有更好的性能，样机最高效率超过98%。

... LLC型^[12,13]、LCL型^[14]、CLLC^[15,16]、CLLLC^[17]等复合谐振DC/DC变换器双向功率传输速度较慢,且较多的谐振元件会影响整个变换器的体积 ...

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... LLC型^[12,13]、LCL型^[14]、CLLC^[15,16]、CLLLC^[17]等复合谐振DC/DC变换器双向功率传输速度较慢,且较多的谐振元件会影响整个变换器的体积 ...

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... LLC型^[12,13]、LCL型^[14]、CLLC^[15,16]、CLLLC^[17]等复合谐振DC/DC变换器双向功率传输速度较慢,且较多的谐振元件会影响整个变换器的体积 ...

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... LLC型^[12,13]、LCL型^[14]、CLLC^[15,16]、CLLLC^[17]等复合谐振DC/DC变换器双向功率传输速度较慢,且较多的谐振元件会影响整个变换器的体积 ...

2014

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陈启超, 纪延超, 王建赜. 双向CLLLC谐振型直流变压器的分析与设计[J]. 中国电机工程学报, 2014, 34(18): 2898-2905.

A bidirectional full-bridge CLLLC resonant converter is proposed based on the LLC resonant converter due to its advantages in achieving high efficiency and high power density. The proposed converter is fully soft switched and totally snubberless. Aiming at the application to DC-DC transformers, an improved design method is proposed based on detailed analysis about CLLLC converter’s voltage gain characteristic, soft switching restriction and efficiency with the first harmonic approximation method. Finally, a prototype which interfaces 400~48V dc buses with a power rating of 1kW was built. Using the prototype converter, experimental results were obtained to verify the performance of the proposed topology and design method. The highest applicable conversion efficiencies for the bidirectional operational modes exceed 95%.

School of Electrical Engineering and Automation, Harbin Institute of Technology, Harbin 150001, Heilongjiang Province, China

提出一种双向全桥CLLLC谐振型直流变换器,在保持LLC谐振变换器高效率和高功率密度等优点的同时,具备双向传输能量的能力。所提的变换器无论正向还是反向工作,不需任何缓冲电路即可实现软开关。在采用基波分析法对所提CLLLC谐振变换器电压增益特性、软开关实现条件和变换效率进行分析的基础上,针对其在直流变压器中的应用提出相应的参数优化设计方法。搭建一台1kW、400~48V的实验样机,实验结果证实了所提结构和设计方法的可行性和有效性。该CLLLC谐振变换器样机在双向工作模式时的最大效率可达95%。

... LLC型^[12,13]、LCL型^[14]、CLLC^[15,16]、CLLLC^[17]等复合谐振DC/DC变换器双向功率传输速度较慢,且较多的谐振元件会影响整个变换器的体积 ...

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... LLC谐振变换器可以实现全负载范围的软开关^[18,19,20],但是为减小输出电流纹波,增加了输出滤波电容,由于电路结构的不对称性,功率在进行双向传递时,电路需要特殊处理,如外加切换开关等^[21],控制较为复杂 ...

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